电机驱动电流检测：IR217x线性电流传感器IC应用设计

电机驱动的电流环必须精确测量相电流，而高端电流采样长期受"高压共模＋隔离"两大难题困扰：直接电阻采样信号以母线高压为参考，MCU 无法直接读取。IR217x 线性电流传感器 IC 把这个问题单片化——它把高端取样电阻上的微小压降转换成以地为参考的 PWM 数字信号输出，载频高达 130kHz（IR2175），开漏输出可直接接 3.3V/5V 控制电路，无需光耦或隔离放大器。本文基于 IR 公司应用手册 AN1052，详解取样电阻计算（10A 过载用 26mΩ）、自举供电、无源/有源滤波重构模拟电流、Vs 瞬时负偏压保护、dV/dt 对占空比的影响，以及 IR2170/1/2/5 四款型号的对比选型，并给出 STM32 输入捕获测占空比换算电流的完整代码，适用于变频器、伺服与物联网电机控制硬件设计。

一、问题：高端电流采样为什么难

三相电机驱动中，电流环需要的是"相电流"，而相电流最直接的采样点是高端（正母线侧）的取样电阻。但高端取样电阻上的信号以直流母线电压（如 300V）为共模参考，直接送入以地为参考的 ADC 会瞬间击穿输入级；传统方案要么用隔离放大器（贵），要么用电流互感器（低频响应差、体积大），要么做低端采样（丢失相电流真实波形、引入地弹噪声）。IR217x 的思路是：在高端完成"模拟→PWM"转换，再把 PWM 数字信号跨过电位差送到地端，用载频与占空比承载电流信息，从而同时解决隔离与共模两大问题。

二、IR217x 基本功能与取样电阻设计

IR217x 的模拟输入是外部取样电阻上的压降。随着电机相电流变化，取样电阻上产生一个很小的交流电压信号作为输入。IR2175 的最大输入电压为 +260mV，因此过载电流流过取样电阻时产生的电压应为 260mV（数据来源：IR 应用手册 AN1052）。取样电阻按"最大过载电流对应 260mV"反推，如表 1 所示。

最大过载电流	取样电阻（260mV 满量程）	额定电流下压降（按 1/2 满量程估）	取样电阻功耗（过载时）
5 A	52 mΩ	≈65 mV	≈1.3 W
10 A	26 mΩ	≈130 mV	≈2.6 W
20 A	13 mΩ	≈130 mV	≈5.2 W
30 A	8.7 mΩ	≈130 mV	≈7.8 W

取样电阻选型要点：阻值取"260mV ÷ 过载电流"（AN1052 原文示例：10A 过载用 26mΩ）；额定工况下压降控制在 100mV 量级以降低损耗；电阻必须选低感、低温度系数的功率采样电阻（如金属箔/锰铜合金），并保证过载时的功率裕量。IR2175 内部把交流输入信号转换成载频 130kHz 的 PWM 信号，经电平转换后变成以地为参考的信号。PO 是开漏 PWM 输出脚，很容易与工作电压 3.3V 到 15V 的控制电路接口，需外接上拉电阻，典型值 1~10kΩ（数据来源：AN1052）。

三、自举电路：给高端电路供电

IR217x 的高端电路需要一个悬浮电源 Vbs——它在 Vs 电压峰值之上浮动（Vs 通常是高频方波）。最常用的产生方法是自举电路：由一只二极管 Dbs 和一只电容 Cbs 组成。当 Vs 被下拉到地（通过低端 FET 或负载）时，自举电容通过自举二极管从 Vcc（如 15V）充电，从而提供 Vbs；当 Vs 通过高端开关被拉到最高电压时，Vbs 浮动，自举二极管反向偏置阻断充电回路（数据来源：AN1052）。Vbs 电源最小值为 8V 可正常工作，但推荐 Vbs 和 Vcc 保持在 10V 以上。自举方案的局限是：为了刷新自举电容电荷，占空比受到限制——长的导通时间及较高占空比需要充电泵方案（详见 AN978）。

Vcc(15V) ── Dbs ──┬── Vbs(悬浮电源) ── IR217x Vbs 脚
                    │
                   Cbs
                    │
                   Vs(半桥输出) ── IR217x Vs 脚
说明：Vs 被拉低时 Cbs 经 Dbs 充电；Vs 升高时 Dbs 反偏，Vbs 随 Vs 浮动。

四、重构模拟电流信号：无源滤波与有源滤波

处理 IR217x 输出有两种方式：一是用滤波器滤掉载波重构模拟电流信号（适合接 ADC），二是直接与数字控制电路接口、用软件计算电流（适合接 DSP/MCU）。重构模拟信号最简单廉价的方法是低通滤波。无源方案用二阶 RC：第一阶设计为 7.2kHz 截止频率（R1=10kΩ、C1=2.2nF），第二阶用更高截止频率进一步削弱开关频率（R2=18kΩ、C2=470pF，截止约 19kHz），且第二阶阻抗高于第一阶以减小负载效应（数据来源：AN1052）。有源方案用一阶 VCVS（电压控制电压源）巴特沃斯滤波器，基本增益 19、截止频率 9kHz，性能明显优于无源。两者对比与实测线性度如表 2 所示。

对比维度	无源二阶 RC 滤波	一阶 VCVS 有源滤波
典型参数	R1=10kΩ/C1=2.2nF（7.2kHz）；R2=18kΩ/C2=470pF（19kHz）	增益 19，截止频率 9kHz
截止频率精度	无精确截止点，6dB/十倍频程滚降	精确截止频率
8kHz 输入线性度	25mV 时误差约 3%	50mV 时优于 1%，25mV 时约 9%
16kHz 输入线性度	优于 1%，最小分辨率 8mV	—
成本	最低（两只电阻两只电容）	需运放，成本略高
适用场景	低成本、对精度要求一般的电流环	要求精确截止与更高线性度的场合

注意：由于 PO 脚负载不同，AN1052 不推荐使用无源 LC 滤波器。载频越低精度越低——IR2172 的 PWM 载频为 40kHz，用相同滤波电路测试时，其低电平输入下的线性度明显差于 130kHz 载频的 IR2175（数据来源：AN1052）。

五、与数字电路的接口与软件算法

IR2175/IR2171/IR2172 的 PO 输出是开漏，与 3.3V 或 5V 微控制器或 DSP 接口时接一只上拉电阻即可。软件侧用输入捕获测量 PWM 占空比，再按线性关系换算电流。以 STM32 定时器输入捕获为例，代码如下。

/* STM32 输入捕获测量 IR2175 PO 占空比 → 换算电流
   IR2175: 载频130kHz, 输入满量程260mV, 占空比与输入电压线性对应 */
volatile uint32_t ic_cap1, ic_cap2, ic_period, ic_duty;

void TIM_IC_Init(void) { /* TIM2 CH1 输入捕获，上升沿+下降沿捕获 */
    GPIO_InitTypeDef g = {0};
    TIM_IC_InitTypeDef ic = {0};
    __HAL_RCC_TIM2_CLK_ENABLE(); __HAL_RCC_GPIOA_CLK_ENABLE();
    g.Pin = GPIO_PIN_0; g.Mode = GPIO_MODE_AF_PP; g.Alternate = GPIO_AF1_TIM2;
    HAL_GPIO_Init(GPIOA, &g);
    ic.ICPolarity = TIM_INPUTCHANNELPOLARITY_RISING;
    ic.ICSelection = TIM_ICSELECTION_DIRECTTI;
    ic.ICPrescaler = TIM_ICPSC_DIV1; ic.ICFilter = 0;
    HAL_TIM_IC_ConfigChannel(&htim2, &ic, TIM_CHANNEL_1);
    HAL_TIM_IC_Start_IT(&htim2, TIM_CHANNEL_1);
    HAL_TIM_IC_Start_IT(&htim2, TIM_CHANNEL_2); /* 下降沿由CH2捕获 */
}

/* 在捕获中断回调中计算占空比与电流 */
void HAL_TIM_IC_CaptureCallback(TIM_HandleTypeDef *htim) {
    static uint32_t last = 0;
    if (htim->Channel == HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_1) {
        ic_cap1 = HAL_TIM_ReadCapturedValue(htim, TIM_CHANNEL_1);
        ic_period = ic_cap1 - last; last = ic_cap1;
    } else if (htim->Channel == HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_2) {
        ic_cap2 = HAL_TIM_ReadCapturedValue(htim, TIM_CHANNEL_2);
        ic_duty = ic_cap2 - ic_cap1;
    }
}

float current_from_duty(uint32_t duty, uint32_t period, float r_sense) {
    float d = (float)duty / (float)period;      /* 占空比 0~1 */
    float vin = (d - 0.5f) * 2.0f * 0.260f;      /* 线性映射到 ±260mV */
    return vin / r_sense;                         /* I = V / R */
}

软件算法可避免第 4 部分滤波电路引入的误差，且 IR217x 当初就是为数字接口应用而设计的（AN1052 提到与 TI TMS320C240 DSP 的接口示例见设计提示 DT99-8）。

六、Vs 瞬时负偏压保护与布线建议

电流传感器 IC 要求有自己单独的瞬时负偏压保护电路，因为它与门极驱动器不同步：转换期间高端开关正在关断，电流传感器 IC 仍要继续工作，因此保证 Vs 脚没有瞬时负偏压非常重要。典型做法是在 COM 脚到 Vs 脚之间接一只二极管、在 Vs 与半桥输出之间接一只电阻：二极管把 Vs 钳位到比 COM 低一个二极管压降，应选恢复时间小于 100ns 的快恢复二极管、1A 足够；Vs 与半桥输出之间的电阻取 10~20Ω（数据来源：AN1052）。该电阻虽是电流传感通道的一部分，但仅在转换瞬间有短时电流，且被 IR2175 输入运放的有限摆率忽略。

布线方面，电力电子电路布局以减小寄生电感、电容为目标：尽量缩短走线距离、加大导线宽度；Vcc 和 Vbs 上的去耦电容尽可能靠近 IC；V- 与 Vs 之间的连线靠近 IC 以减小两脚压差；取样电阻与 V+ 之间的连线尽量短以减小噪声耦合；由 R2 和 D2 组成的瞬时负偏压保护电路尽可能靠近 IC。

七、dV/dt 对占空比的影响（CMRR）

在高端悬浮但没有开关切换时（Vs 电压固定），占空比不会有波动。但在三相半桥电路中，Vs 脚连接半桥输出，会在接近地电位与正直流母线之间摆动，每次转换都有 dV/dt，使 PO 输出占空比产生微小波动。实测 IR2175 在直流母线 300V 时占空比波动约 2%，这会转换成电机转矩波动，设计时应予以重视（数据来源：AN1052，IR Accelerator 伺服电机控制设计平台测得）。

八、IR2170/1/2/5 对比与选型

四款型号功能差异如表 3 所示（数据来源：AN1052 表 2）。重要提示：IR2171/IR2172 需要隔离，新设计应使用 IR2175。

型号	PWM 输出	过流信号	过流触发延迟	IQBS	PWM 载频 FO	占空比范围
IR2170	无	有	1.5 µs	1 mA	N/A	N/A
IR2171	有	无	1.5 µs	1 mA	40 kHz	7%~93%
IR2172	有	有	1.5 µs	1 mA	40 kHz	7%~93%
IR2175	有	有	2.0 µs	2 mA	130 kHz	9%~91%

选型建议：需要过流保护信号且要求高精度线性度，选 IR2175（130kHz 载频、2µs 过流延迟）；仅需电流信号且成本敏感，可选 IR2171；IR2170 无 PWM 输出，仅作过流检测。三相电机驱动通常用两个电流传感器 IC 测量两相相电流，第三相由基尔霍夫定律推算。

九、设计清单与总结

IR217x 电流检测设计清单

① 取样电阻按"260mV ÷ 过载电流"计算（10A→26mΩ），选低感低温度系数功率电阻；

② 自举供电：Dbs+Cbs，Vbs 保持 10V 以上，注意占空比上限；

③ 重构模拟信号用二阶 RC（7.2kHz/19kHz）或一阶 VCVS（增益19、9kHz），勿用 LC；

④ 数字接口：PO 开漏加上拉 1~10kΩ，STM32 输入捕获测占空比；

⑤ Vs 加"快恢复二极管（<100ns）+10~20Ω 电阻"瞬时负偏压保护，靠近 IC 放置；

⑥ 新设计选 IR2175，三相用两片测两相电流。

总结：IR217x 用"高端模拟→PWM 数字"的架构，把电机驱动电流环最棘手的共模与隔离问题化解为一只开漏 PWM 输出，取样电阻 26mΩ 级即可覆盖 10A 过载，130kHz 载频配合二阶 RC 滤波在 8~16kHz 电流信号下线性度优于 1%，配合 STM32 输入捕获与软件换算即可完成高性价比电流环；新设计应直接选用 IR2175，并严格按自举、负偏压保护与布线规则落地。

本文基于 IR 公司应用手册《IR217x 线性电流传感器 IC 的使用》（AN1052）等资料整理优化。