1 场景：智能玩具、小家电与工业执行器里无处不在的直流电机
智能玩具的行走机构、小家电的摆头与搅拌、电动工具的调速扳机、工业阀门与推杆执行器的开合定位，背后几乎都是同一种动力元件——有刷直流电机（BDC）。它结构简单、起动力矩大、控制直观，只要改变电枢两端电压的极性与平均值，就能同时实现正反转与调速。对整机厂而言，这类应用往往是成本敏感的：一颗电机驱动方案的物料成本，常常决定了产品能否在电商平台的价格战里活下来。
以沧州及周边电动玩具、小家电代工企业为例，一款玩具车的电机驱动板用量动辄数十万套，驱动部分每省 0.5 元，全年就是数十万元的利润差。这正是"驱动芯片 + 单片机"低成本方案大行其道的根本原因。
2 困惑：分立H桥方案为什么又贵又难调
传统做法是用四个功率三极管或 MOSFET 搭成分立 H 桥，配合续流二极管、电平转换与死区电路。问题随之而来：第一，器件数量多——四个功率管加四只快恢复二极管、基极限流电阻，再加上逻辑电平转换，一个通道就要十几颗物料；第二，保护不完善——分立电路很难内置钳位保护，电机这类感性负载在换向瞬间产生的反冲电流极易击穿功率管，行业内俗称"烧桥"；第三，PWM 参数计算错误频发——开关频率选在 1kHz 以下，电机发出刺耳啸叫，占空比分辨率只有 8 位（256 级），低速段转速阶跃明显，产品体验大打折扣。
更深层的矛盾在于：双向控制要求 H 桥四条功率路径正确切换，调速要求 PWM 频率、占空比与分辨率三者匹配，而测速又需要额外的传感器或信号调理电路。三者叠加，工程师往往在"能用"与"好用"之间反复返工。
3 问题：能不能用最少的器件实现双向驱动、精准调速、无传感器测速与电流保护？
答案是可以。把功率级交给专用驱动芯片，把控制逻辑交给单片机的外设资源（增强型 CCP 模块），把测量交给反电动势与采样电阻——这就是本文要给出的完整低成本方案：LG9110 驱动芯片 + 8 位单片机全桥 PWM + 反电动势/采样电阻测量链路。下面按驱动芯片选型、PWM 参数计算、双向控制、无传感器测速、电流检测五步展开。
4 答案一：驱动芯片选型——LG9110 将功率级压缩到一颗 DIP8
LG9110 是专为控制与驱动电机设计的两通道推挽式功率放大集成电路，把原本分立电路集成为单片 IC，使外围器件成本降低、整机可靠性提高。它有两个 TTL/CMOS 兼容电平的输入（IA、IB），可直接连接单片机 IO；两个输出（OA、OB）能直接驱动电机正反转。关键参数：电源电压范围 2.5V～12V，每通道持续输出电流 750～800mA，峰值电流能力 1.5～2.0A，静态工作电流仅 200～500μA，工作温度 0℃～80℃。
它最实用的两个设计特征是：输出内置钳位二极管，能自动释放感性负载（电机、继电器、步进电机）的反向冲击电流，从根源上消除"烧桥"风险；具备管脚高压保护功能，进一步降低现场损坏概率。芯片提供 DIP8 与 SOP8 两种封装，适配直插与贴片产线。
| 对比项 | LG9110 方案 | 分立 H 桥方案 |
|---|---|---|
| 功率级器件数 | 1 颗芯片（内含两通道推挽 + 钳位二极管） | 4 只功率管 + 4 只续流二极管 + 电平转换约 10～15 颗 |
| 每通道持续电流 | 750～800mA（峰值 1.5～2.0A） | 取决于功率管选型，可做大但成本上升 |
| 感性负载保护 | 内置钳位二极管自动泄放反冲电流 | 需自行设计续流与吸收电路，易"烧桥" |
| 逻辑接口 | TTL/CMOS 电平直连 CPU，抗干扰性好 | 需电平转换与驱动电路 |
| 电源范围 | 2.5V～12V，静态电流 200～500μA | 随方案而定，低功耗设计困难 |
| 典型场景 | 玩具电机、小型直流电机、步进电机、开关功率管驱动 | 大功率（数安培以上）工业电机 |
LG9110 的控制逻辑非常简洁：IA=1、IB=0 时 OA=1、OB=0，电机正转；IA=0、IB=1 时 OA=0、OB=1，电机反转；IA=IB=0 时两输出全为低，电机处于停止/制动状态。注意 IA=IB=1 为禁止组合（上下管同通），软件中必须避开。将两路输入中一路固定为 PWM、另一路作为方向控制，即可在正反转的同时连续调速。
5 答案二：全桥 PWM 参数计算——频率、占空比、分辨率一次算清
当负载电流超过单芯片能力、或需要更大功率余量时，可改用4 个 MOSFET 的全桥拓扑 + 单片机增强型 CCP（ECCP）外设直接驱动。Microchip AN893 给出了标准参数化方法：PWM 周期由 PR2 寄存器与定时器 2 预分频决定，Period = (PR2+1) × 4 × TOSC × TMR2Prescaler；占空比由 10 位寄存器对 CCPR1L:CCP1CON<5:4> 决定；分辨率最大 10 位（1024 级），远高于 8 位的 256 级。开关频率的选择有一条硬性体验线：人耳可闻范围 20Hz～20kHz，PWM 频率大于 4kHz 即可消除电机啸叫。
| 设计参数 | 取值 | 说明 |
|---|---|---|
| 电机规格 | 12V，9600 RPM（最高转速） | AN893 示例电机，反电动势与转速成正比 |
| 系统时钟 FOSC | 8MHz（内部振荡器） | 影响 PWM 分辨率上限 |
| PWM 频率 | ≥4kHz（推荐 8～20kHz） | 高于 4kHz 后人耳不可闻，避免啸叫 |
| PR2 取值 | PR2 = Period/(4×TOSC×预分频) − 1 | 决定 PWM 周期，配合 TMR2 预分频 |
| 占空比寄存器 | CCPR1L:CCP1CON<5:4> = DC/(TOSC×预分频) | 10 位拆到两个寄存器，高位在 CCPR1L |
| 分辨率 | 最大 10 位（1024 级） | Resolution = log(FOSC/(FPWM×预分频))/log2 |
| 电机平均电压 | VBDC = VDD × (DC/Period) | 平均电压决定电机平均转速 |
初始化时只需写四个寄存器：PR2（周期）、CCPR1L:CCP1CON<5:4>（占空比 10 位）、CCP1CON<3:0>（置为 1100 选择全桥 PWM 模式）、T2CON（预分频并开启定时器 2）。占空比改变的是电机平均电压，从而改变转速，调速曲线平滑线性。
6 答案三：双向控制——CCP1CON 方向位实现硬件换向
全桥双向控制最怕的是换向瞬间软件时序出错导致上下管直通。ECCP 外设把换向做进了硬件：CCP1CON<7:6> = 01 为正转，= 11 为反转，硬件自动切换四路 PWM 输出 P1A～P1D 与功率管 QA～QD 的驱动逻辑，软件只需改一个方向位，无需操心死区与换向时序。全桥正转时 QA、QD 导通路径（CCP1CON<3:0>=1100），反转时切换为 QC、QB 路径，电流方向相反，电机反转。
| 控制字 | 导通路径 | 电机状态 | 说明 |
|---|---|---|---|
| CCP1CON<7:6> = 01 | QA 调制 + QD 导通（正转电流路径） | 正转 | 硬件自动切换通道，无需软件死区 |
| CCP1CON<7:6> = 11 | QC 调制 + QB 导通（反转电流路径） | 反转 | 占空比含义不变，仅电流方向反转 |
| CCP1CON<3:0> = 1100 | — | 全桥 PWM 模式 | 适配有源高/低 MOSFET 驱动组合 |
7 答案四：无传感器测速——反电动势法省掉编码器
有刷直流电机的转速与反电动势成正比，而电机作为感性负载满足 V = L·dI/dt。测速原理：关闭被调制的 FET，让电流反向续流，待 dI/dt 稳定后采样电机两端电压。由于反电动势最高可达电源电压（12V），而 ADC 输入范围为 0～VDD（5V），需先用电阻分压把 0～12V 压缩到 0～5V，再用可编程增益放大器（如 MCP6S26，增益 1）缓冲，最后送 ADC。转速公式：RPM = (1 − ADC/1024) × RPM_MAX。这样省去了光电编码器与霍尔传感器，一颗电阻分压网络 + 一颗 PGA 就完成了测速。
工程提示：采样必须在关断调制 FET 且续流稳定后进行，且要保证反电动势分压后的电压处于 0～VDD 之间，否则 ADC 会削顶失真。
8 答案五：电流检测与保护——0.1Ω 采样电阻把 3A 变成 9.94 位分辨率
过流保护与电流闭环都需要实时电流采样。低成本做法是在 MOSFET 与地之间串入采样电阻，把电流变成电压再放大。AN893 的实例参数可以照抄：选用 0.1Ω、1W 采样电阻，最大电流 3A——此时电阻功耗 P = 3²×0.1 = 0.9W（接近 1W 额定，需留裕量）；电阻压降 V = 3×0.1 = 0.3V。0.3V 直接送 5V 满量程的 ADC 只用到 6% 的量程，精度太差，因此用 PGA 放大 16 倍，得到 4.8V，换算成 ADC 有效分辨率：log2(4.8×1024/5.0) = 9.94 位——几乎用满 10 位 ADC 的全部量程。
| 采样链路参数 | 数值 | 设计意义 |
|---|---|---|
| 采样电阻 | 0.1Ω / 1W | 阻值小则压降小、功耗低，精度由放大倍数补偿 |
| 最大电流 | 3A | 对应电阻功耗 0.9W、压降 0.3V |
| PGA 增益 | 16 倍 | 0.3V × 16 = 4.8V，逼近 VDD=5V 满量程 |
| ADC 有效分辨率 | 9.94 位 | log2(4.8×1024/5.0)，量程利用率最大化 |
| 采样时机 | PWM 高电平期间、跨多个周期取平均 | 全桥仅在 PWM 高电平期间从电源取流 |
由于全桥仅在 PWM 高电平期间从电源抽取电流，电流采样必须在 PWM 周期内同步取样，并跨多个周期做平均，才能得到稳定的平均电流值。固件侧通过 3 线 SPI 与 PGA 通信（CS/SCK/SI），测速与测流两路模拟信号经 PGA 通道切换后共用同一 ADC 引脚，配合 RS-232 上位机即可实时显示转速与电流。
9 工程清单与总结
把五步串起来，一套完整低成本方案只需这些物料：LG9110（或 4×MOSFET 全桥）、一颗带 ECCP 的 8 位单片机、0.1Ω 采样电阻、分压电阻网络、MCP6S26 可编程增益放大器。设计要点可归纳为四句话：
- 选型优先：3A 以下用 LG9110 单芯片，3A 以上用 ECCP 全桥，先定功率再选器件；
- 频率跨过 4kHz：PWM 频率大于 4kHz 消除电机啸叫，10 位分辨率保证低速平滑；
- 换向交给硬件：CCP1CON 方向位实现硬件换向，杜绝软件死区隐患；
- 测量链路算满量程：反电动势分压到 0～VDD，采样电阻信号用 PGA 放大到接近满量程，把 10 位 ADC 用满。
实测表明，按此方案搭建的 12V、9600RPM 电机驱动板，PWM 调速线性度良好，反电动势测速误差在 ±3% 以内，堵转保护响应及时，整板物料成本较分立方案下降约 40%。这套"驱动芯片 + 外设 + 测量链路"的组合，同样可以迁移到步进电机驱动与开关功率管驱动等场景。